如何正确驱动功率MOSFET

MOSFET模型

按照现实来看，市场中大部分大功率MOSFET都是N沟道增强型，因此在下文中没有特别指明的情况下都以N沟道增强型为模型讨论。
理想状态下，功率MOSFET的模型是非常简单的。栅极呈高阻态（等同于浮空），当在源极和栅极之间加上大于阈值电压Vgs的电压，MOSFET将完全导通。若该电压小于阈值电压Vgs，那么MOSFET将完全截止。因此这种模型等效于电压控制的开关。

但是实际上现实中MOSFET远比上述模型复杂得多，带寄生参数的MOSFET的电路模型应该是这样的

一个明显不同的地方是在三个输入极间均存在电容，在源漏之间还有一个体二极管。单论静态特性特性而言栅极到其他极间也有漏电电阻，关断后存在极小的漏电流，而导通后也存在较小的源漏导通电阻，这些具体参数可以在数据手册上查到。

MOSFET驱动常见问题

MOSFET内部的寄生参数以及各种非理想效应可能会为栅极的驱动带来问题，下面列举几种常见出现的问题

寄生电容

当我们查看MOSFET的数据手册的时候，通常会给出三个电容：输入电容Ciss，输出电容Coss和反向传输电容Crss，它们与上图中的三个极间电容的关系是

对于高速开关的应用而言，由于驱动栅极的脉冲为方波，在上升边/下降边瞬间会带有丰富的谐波分量。而这些电容显然会阻碍电压的瞬时变化，或者换个角度来说，抑制上升/下降边中的高频谐波。通常上升/下降时间可以用dv/dt表示。高dv/dt一般意味着更快的开关切换速度，更强的EMI，和更大的驱动电流。

栅极和源极之间存在电容，而驱动栅极的引线可能存在等效电感，两者构成一个LC谐振回路。当然一般情况下电感和电容都非常小，电路处于过阻尼或者临界阻尼状态，但在一些情况下电感过大引发栅极电压在上升/下降时的振荡，严重的情况下可能会使栅极来回在导通与不导通之间摆动。

常见的解决方案是，一般至少会在在栅极上串联一只电阻，以减小谐振回路的品质因数，减少过冲，又或者说降低栅极上升/下降的dv/dt。由于寄生电感的值难以直接获得，电阻的取值通常也是在实际电路中试凑获得。但是在TI的《适用于栅极驱动器的外部栅极电阻器设计指南》中指出，通过测量上升/下降振荡边缘的振荡峰与峰之间的时间差，即等于电路谐振的周期，通过已知栅极电容可以估算出在临界阻尼下的Q值所需要的电阻。

取Q在1到0.5之间，计算电阻即可。引线电感一般最多在10nH级别，而栅极输入电容一般在100pF级别，按照临界阻尼Q=1来算，栅极串联的电阻就是10Ω，这个阻值可以作为经验值使用。

米勒电容

米勒电容即栅极与漏极之间的电容，也即反向传输电容Crss。而与之相对应的米勒效应则是在高频放大电路中，由于米勒电容的存在，使得放大器对于输入电容也有放大作用，结果是放大器的频率特性变坏。换到功率驱动电路中这一电容也会影响栅极的驱动。

在带负载的MOSFET开通/关断瞬间，在栅极电压上升/下降的过程中由于米勒电容的影响，使得栅极驱动器除了需要为Cgs充电外还需要处理MOSFET临界导通/关断状态下流过米勒电容的电流。以导通为例，当驱动器为栅极输出高电平时，栅极电压首先上升至阈值电压Vth并开始导通，然后源漏极之间电压下降，此时灌入栅极的电流多了一条路径即从栅极经过米勒电容到漏极再到漏极。由于需要给米勒电容充电，栅极电压被Cgs稳定在固定电压上，最后当米勒电容被充电至与Cgs相同电压后，栅极驱动器继续为两个电容充电，栅极电压继续上升直至最大。在第二个阶段中栅极电压存在一定时间的不变，这部分电压被称作米勒平台。

另外一个不良的影响时在半桥开关节点输出高dv/dt时米勒电容的存在可能会使下管栅极误导通

最常见的半桥驱动电路中，在下管截止而上管完全导通瞬间，输出节点的高dv/dt将通过米勒电容以交流耦合的的形式，产生电流流过栅极串联电阻与栅源电容，在栅极上产生一个电压尖峰。半桥的功率电源电压越高，或者栅极串联的电阻越大，或者栅源电容相对于米勒电容越小，这一尖峰将越明显。

如图，设流过电容的电荷量为qc，流过电阻的电荷量为qr，则栅极峰值电压为

$则故$

在LTSpice中仿真也可以验证米勒电容对栅极电压的影响

当这一电压峰值超过MOSFET的阈值电压时，将会使下管误导通从而短路。因此这种情况应该要极力避免。
在MOSFET Gate Drive Circuit中提到有三种常用的解决（缓解）方案

类似采用中和电容降低米勒效应影响的方法，在栅极与源极之间并联一个足够大的电容，增大Cgs，滤除该电压尖峰。但是栅极驱动功耗增大
使用负压关断MOSFET，令电压尖峰远离MOSFET导通的阈值电压，当然还需要额外的电路产生这一负压
或者采用米勒钳位电路，在栅极串联的电阻与栅极之间的节点上再增加一部分的电路（实际上现在也有这样的栅极驱动IC），实现在关断MOSFET时栅极上电压一定会被钳位到与源极相同的电位上，比如说下面钳位电路.这种办法等效于降低串联电阻

除了MOSFET本身源极和漏极的耐压外，半桥驱动的电压也受限该效应，即使是几百伏耐压的管，在米勒电容过大的情况下也不能驱动如此高的电压。当然采用上述方案可能能够缓解该效应，提升半桥的电源电压。

开关损耗与导通损耗

曾经在模拟电路的课程里面提到过，MOSFET在导通与截止之间还有一个状态是线性电阻区。

虽然现在的MOSFET在生产的时候就已经把这个过渡区做得特别小，但是开关的频率越高，MOSFET栅极上升/下降的时间占总时间的比例越大，MOSFET处于线性电阻区的时间越长，在MOSFET流过电流的情况下其本身产生的损耗也越大。例如虽然在开关电源中开关频率的提升对于纹波等特性都有所改善，但是极高的开关频率意味着单位时间内MOSFET处于过渡态时间变长，有可能带来不可忽略的开关损耗，也会使其效率下降。

虽然开关损耗的具体功率和MOSFET导通/关断瞬间的电流电压有关（即与外部电路相关），但是大体上的计算方法可以从如下公式出发

换句话说，理想的MOSFET在导通时Vds为0而Id可能不为0，而关断时Id为0而Vds可能不为0，即MOSFET上的电压或电流两者总有一个为0。而实际上在关断与导通两种状态间的切换的过渡状态会出现MOSFET既有压降也有电流的短暂时间，这部分的功率就是开关损耗。以开关电源中常见的驱动电感的电路（通过电感将源极上拉至电源的电路）为例，不妨假设MOSFET导通/关断的过渡状态电压电流线性上升或下降，在Switching Power Supplies A–Z书中的”Switching an Inductive Load”一章中给出其损耗为

过渡时间与开关频率的乘积可以认为是过渡状态占开关周期的比例，当MOSFET输出上升/下降时间相对于开关频率极短时，如10us(100kHz)的频率下过渡时间在100ns级别，即百分之一，则在一般小功率的情况下（Vi与Id最大值的乘积也不大）估计损耗时可以忽略开关损耗这一项。

另外一部分的损耗源于在MOSFET导通时通过电流较大的情况下，其Vds不为0即源漏之间产生压降，这一压降的大小可以用导通电阻Rds(on)简单估计。电流越大，导通的MOSFET就如同电阻一样，一部分功率作为热量散失。

MOSFET驱动实践

半桥驱动电路设计

综合考虑上述问题，一般驱动电机的半桥电路如上图所示。

栅极到驱动输出之间会串联电阻，其原因以及参数计算已经在上面提到过了
为了快速关断以及钳位，在上述串联电阻的两边还会并联一只电阻+二极管，使MOSFET在关断时等效的栅极串联电阻更小
在半桥电源输入端还会接入一个大电容去耦，并应对开关瞬间带来的输出大电流。这个电容对耐压和容值都有要求，一般使用100uF以上的电解电容
开关节点上会有分别对地和对正电源的RC缓冲器，其效果是降低了开关节点的dv/dt，结果是抑制输出振铃同时也可以缓解米勒电容的影响。其数值大小计算可以参考TI的一篇技术文章

除了上述的实现功能器件外，栅极驱动也需要保护电路。实现保护通常是在栅极到源极之间会并联一个下拉电阻以及一个TVS管，前者用于确保没有栅极浮空是不会因为其电荷没有耗尽而使MOSFET意外导通，后者则是防止静电超过耐压损坏栅极。当然，现在的栅极驱动IC甚至MOSFET本身就已经自带保护了，所以这些手段并非是必须的。

MOSFET参数与选型

在设计功率电路中，一个重要的环节是对MOSFET进行选型，并且在随后的电路中进行SPICE仿真，验证电路的正确性。以半桥驱动为例，在MOSFET选型前至少需要确定以下几个关键参数

半桥电源电压
实际应用中我们当然希望半桥能够驱动的电压越高越好，但是这个电压总是有一个上限。这个上限取决于两点
- MOSFET的耐压值
  这是本身器件的限制。过高的电压可能会击穿MOSFET源极和漏极，在高压下MOSFET本身也存在漏电流流过发热，不过这个热量一般可以忽略不计
- 输出开关节点的dv/dt的限制
  这个在上述米勒电容影响的计算中就已经提到了，越高的电压摆率，越容易出现误导通。当然可以通过降低dv/dt或者米勒钳位电路进一步提高这一瓶颈
半桥最大载流大小
与器件本身的导通电阻大小有关，当然通常数据手册也会标出最大电流。在导通时存在源漏电阻Rds，在大电流下MOSFET存在压降并且其本身也会发热。
半桥栅极驱动电压
虽然MOSFET栅极电压大于阈值电压即可导通，但是实际上要使MOSFET能够通过大电流需要降低导通电阻，因而需要提升栅极驱动电压。这个电压需要多少取决于驱动输出的电流最大到多少，在MOSFET的数据手册上一般都会有Id-Vds在不同Vgs下的曲线图，可据此判断。过高的栅极驱动电压同样也有问题，其上限首先取决于栅极与源极电压的耐压值，其次是越高的电压栅极驱动功耗越大，发热也越厉害。
开关频率
这个与电压电压类似也是有上限的（下限其实取决于栅极驱动IC，这一点后面会提到），越高的开关频率不仅有开关损耗，而且还有栅极驱动功率增大的问题。在导通时需要相当于为栅极输入电容充电，关断时则需要将电容放掉电荷，这些充放电的功率最终都会变成热量耗散掉。简单的计算是通过栅极电荷量获得驱动功率

在兼顾高栅极驱动电压与高开关频率的条件下，应该要尽可能选用栅极电荷Qg小的MOSFET

MOSFET建模与仿真

根据上面这些要求转化为对MOSFET本身要求应该可以筛选出可用的MOSFET，下一步可以在仿真中验证电路。当然现在的SPICE软件通常都会有各种各样的MOSFET型号可供选择，但是比较可惜的是，这些功率MOSFET大概率我手头上是没有的。但对于买来的MOSFET我们也可以提取参数在SPICE中进行建模。

MOSFET的SPICE模型可以用如下表达

1	.model XXXX VDMOS(Rg= Rd= Rs= Vto= Kp= Lambda= Cgdmax= Cgdmin= Cgs= Cjo= Is= Vj= Rb= Ron= Qg=)

其中参数含义如下表所示，几乎大部分参数可以查数据手册得到，或者通过工具描点提取数据手册中的波形图获得相关参数

参数名称	参数含义
Rg	栅极内部串联电阻大小，可设为0
Rd	漏极内部串联电阻大小，可设为0
Rs	源极内部串联电阻大小，可设为0
Vto	阈值电压大小
Kp	正向传输导纳
Lambda	导通时漏极电流相对于Vds的变化量（沟道调制效应）
Cgdmax	栅漏电容最大值
Cgdmin	栅漏电容最小值
Cgs	栅源电容大小
Cjo	体二极管电容（等效于Cds）
Is	体二极管饱和电流
Rb	体二极管导通电阻
Vj	体二极管导通电压
Qg	栅极电荷大小
Ron	源漏导通电阻大小

如果使用LTSpice仿真，将上述模型在%USERPROFILE%\Documents\LTspiceXVII\lib\cmp\standard.mos下增加一行即可在软件中使用该MOSFET模型仿真

栅极驱动IC

驱动原理

为了提升栅极驱动的能力，通常在驱动信号到栅极间会有一片栅极驱动芯片，其输出是采用经典的互补推挽式输出。对于半桥驱动中的低侧管，由于源极与驱动芯片共地，只需要直接输出即可。而对于高侧管同样需要在栅极和源极之间产生一个电压，目前多采用的是自举电容驱动的形式

自举过程如上图所示(红色箭头代表电流流向)，实际上高侧驱动输出仍然是通过推挽输出到HO上，但推挽下管的源极接到HS上，上管的漏极接到HB上。其工作过程是，在高侧MOSFET截止低侧MOSFET导通时，HS接地从而使自举电路的二极管正偏导通，为自举电容充电。而在低侧MOSFET截止高侧MOSFET导通时，自举电容作为驱动高侧MOSFET的推挽电路的正电源，是高侧MOSFET栅极和源极间存在一个能够持续一段时间的电压，在高侧MOSFET导通后半桥的开关节点电压将提升至与半桥功率电源电压，二极管反向偏置。

选型与参数计算

驱动能力
在栅极驱动芯片的手册里，会给出上升/下降时间，以及最大灌电流和拉电流，根据对应MOSFET的栅极电荷量计算瞬时电流

检查是否超过最大电流值。栅极电荷量越大的MOSFET需要越强的驱动能力，一般栅极电荷量在10nC级别，而上升下降时间在100ns级别，故驱动电流大小的典型值约为100mA
自举电容
为了能够达到正常驱动高侧MOSFET的目的，自举电容首先需要远远大于栅极的电容，在驱动栅极时电压不会出现明显的下降，这要求电容足够大。其次是在给定的开关频率下的最小占空比时自举电容仍能够充至驱动电源电压，这要求电容足够小。其量化的计算如下
$或$
一个常见的自举电容的典型值为100nF。另外自举电容的耐压值至少为栅极驱动电源的电压。
自举二极管
一般这种二极管会采用反向恢复时间极短的二极管，同时还需要能够承受自举电路第一次给自举电容充电的电流尖峰即可